我自己的原文哦~ https://blog.51cto.com/whaosoft/12443598
一、嵌入式开发中的滤波器设计
什么是滤波器？
各种传感器信号多多少少会携带一些噪声信号，那么通过滤波器就能够更好的降低和去除噪声，还原真实有用信号。
滤波器是一个电路，其去除或“过滤掉”频率分量的特定范围。换句话说，它将信号的频谱分离为将要通过的频率分量和将被阻隔的频率分量。
如果您对频域分析没有太多经验，您可能仍然不确定这些频率成分是什么，以及它们如何在不能同时具有多个电压值的信号中共存。让我们看一个有助于澄清这个概念的简短例子。
假设我们有一个由完美的5kHz正弦波组成的音频信号。我们知道时域中的正弦波是什么样的，在频域中我们只能看到5kHz的频率“尖峰”。现在让我们假设我们激活一个500kHz振荡器，将高频噪声引入音频信号。
在示波器上看到的信号仍然只是一个电压序列，每个时刻有一个值，但信号看起来会有所不同，因为它的时域变化现在必须反映5kHz正弦波和高频噪音波动。
然而，在频域中，正弦波和噪声是在一个信号中同时存在的单独的频率分量。正弦波和噪声占据了信号频域表示的不同部分，这意味着我们可以通过将信号引导通过低频并阻挡高频的电路来滤除噪声。正弦波和噪声信号频域的不同部分分布示意图，如下。
滤波器的类型
滤波器可以放在与滤波器频率响应的一般特征相对应的广泛类别中。如果滤波器通过低频并阻止高频，则称为低通滤波器；如果它阻挡低频并通过高频，它就是一个高通滤波器。还有带通滤波器，其仅通过相对窄的频率范围，以及带阻滤波器，其仅阻挡相对窄的频率范围。各滤波器频域表示，如下图所示。
还可以根据用于实现电路的组件类型对滤波器进行分类。无源滤波器使用电阻器，电容器和电感器，这些组件不具备提供放大的能力，因此无源滤波器只能维持或减小输入信号的幅度。另一方面，有源滤波器既可以滤波信号又可以应用增益，因为它包括有源元件，如晶体管或运算放大器，如下图。
这种有源低通滤波器基于流行的Sallen-Key拓扑结构。具体内容移步此文：Sallen-Key 有源滤波器。
RC低通滤波器
为了创建无源低通滤波器，我们需要将电阻元件与电抗元件组合在一起。换句话说，我们需要一个由电阻器和电容器或电感器组成的电路。从理论上讲，电阻—电感（RL）低通拓扑在滤波能力方面与电阻—电容（RC）低通拓扑相当。但实际上，电阻—电容方案更为常见，因此本文的其余部分将重点介绍RC低通滤波器。RC低通滤波器示意图如下。
如图所示，通过将一个电阻与信号路径串联，并将一个电容与负载并联，可以产生RC低通响应。在图中，负载是单个组件，但在实际电路中，它可能更复杂，例如模数转换器，放大器或示波器的输入级，用于测量滤波器的响应。
如果我们认识到电阻器和电容器形成与频率相关的分压器，就可以直观地分析RC低通拓扑的滤波动作。重新绘制RC低通滤波器，使其看起来像分压器，如下图。
当输入信号的频率低时，电容器的阻抗相对于电阻器的阻抗高；因此，大部分输入电压在电容器上（和负载两端，与电容器并联）下降。当输入频率较高时，电容器的阻抗相对于电阻器的阻抗较低，这意味着电阻器上的电压降低，并且较少的电压传输到负载。因此，低频通过并且高频被阻挡。
RC低通功能的这种定性解释是重要的第一步，但是当我们需要实际设计电路时它并不是很有用，因为术语“高频”和“低频”非常模糊。工程师需要创建通过并阻止特定频率的电路。例如，在上述音频系统中，我们希望保留5kHz信号并抑制500kHz信号。这意味着我们需要一个滤波器，从5kHz到500kHz之间的传递过渡到阻塞。
RC滤波器截止频率
滤波器不会引起显著衰减的频率范围称为通带，滤波器确实导致显着衰减的频率范围称为阻带。模拟滤波器，例如RC低通滤波器，总是从通带逐渐过渡到阻带。这意味着无法识别滤波器停止传递信号并开始阻塞信号的一个频率。然而，工程师需要一种方便，简洁地总结滤波器频率响应的方法，这就是截止频率概念发挥作用的地方。
当您查看RC滤波器的频率响应图时，您会注意到术语“截止频率”不是很准确。信号光谱被“切割”成两半的图像，其中一个被保留而其中一个被丢弃，不适用，因为随着频率从截止点下方移动到截止值以上，衰减逐渐增加。
RC低通滤波器的截止频率实际上是输入信号幅度降低3dB的频率（选择该值是因为幅度降低3dB对应于功率降低50％）。因此，截止频率也称为-3dB频率，实际上该名称更准确且信息量更大。术语带宽是指滤波器通带的宽度，在低通滤波器的情况下，带宽等于-3dB频率，如下图所示。
上图表示RC低通滤波器的频率响应的一般特性，带宽等于-3dB频率。
如上所述，RC滤波器的低通行为是由电阻器的频率无关阻抗与电容器的频率相关阻抗之间的相互作用引起的。为了确定滤波器频率响应的细节，我们需要在数学上分析电阻（R）和电容（C）之间的关系，我们还可以操纵这些值，以设计满足精确规格的滤波器。RC低通滤波器的截止频率（fC）计算如下：
来看一个简单的设计实例。电容值比电阻值更具限制性，因此我们将从常见的电容值（例如10nF）开始，然后我们将使用该公式来确定所需的电阻值。目标是设计一个滤波器，它将保留5kHz音频波形并抑制500kHz噪声波形。我们将尝试100kHz的截止频率，稍后在文章中我们将更仔细地分析此滤波器对两个频率分量的影响，公式如下。
因此，160Ω电阻与10nF电容相结合，将为我们提供一个非常接近所需频率响应的滤波器。
滤波器响应可视化
评估滤波器对信号影响的最方便方法是检查滤波器频率响应的图。这些图形通常称为波德图，在垂直轴上具有幅度（以分贝为单位），在水平轴上具有频率；水平轴通常具有对数标度，使得1Hz和10Hz之间的物理距离与10Hz和100Hz之间，100Hz和1kHz之间的物理距离相同等等。这种配置使我们能够快速准确地评估滤波器在很大频率范围内的行为。如下图，是频率响应图的一个例子。
曲线上的每个点表示如果输入信号的幅度为1V且频率等于水平轴上的相应值，则输出信号将具有的幅度。例如，当输入频率为1MHz时，输出幅度（假设输入幅度为1V）将为0.1V（因为-20dB对应于十倍减少因子）。
当您花费更多时间使用滤波器电路时，此频率响应曲线的一般形状将变得非常熟悉。通带中的曲线几乎完全平坦，然后随着输入频率接近截止频率，它开始下降得更快。最终，衰减的变化率（称为滚降）稳定在20dB/decade-即，输入频率每增加十倍，输出信号的幅度降低20dB。
评估低通滤波器性能
如果我们仔细绘制我们在本文前面设计的滤波器的频率响应，我们将看到5kHz时的幅度响应基本上是0dB（即几乎为零衰减），500kHz时的幅度响应约为-14dB（对应于0.2的增益）。这些值与我们在上一节中执行的计算结果一致。
由于RC滤波器总是从通带到阻带逐渐过渡，并且因为衰减永远不会达到无穷大，我们无法设计出“完美”的滤波器—即对正弦波没有影响并完全消除噪声的滤波器。相反，我们总是需要权衡。如果我们将截止频率移近5kHz，我们将有更多的噪声衰减，但我们想要发送到扬声器的正弦波也会衰减更多。如果我们将截止频率移近500kHz，我们在正弦波频率下的衰减会减少，但噪声频率下的衰减也会减少。
前面我们已经讨论了滤波器修改信号中各种频率分量振幅的方式。然而，除了振幅效应之外，电抗性电路元件总是引入相移。
低通滤波器相移
相位的概念是指周期内特定时刻的周期信号的值。因此，当我们说电路引起相移时，我们的意思是它会在输入信号和输出信号之间产生偏差：输入和输出信号不再在同一时刻开始和结束它们的周期。相移值（例如45°或90°）表示产生的偏差量。
电路中的每个电抗元件都会引入90°的相移，但这种相移不会同时发生。输出信号的相位与输出信号的振幅一样，随着输入频率的增加而逐渐变化。RC低通滤波器中有一个电抗元件（电容器），因而电路最终也会引入90°的相移。
与振幅响应一样，通过检查水平轴表示对数频率的曲线图，可以最容易地评估相位响应。以下描述表示了一般模式，查看下图可以进一步了解详细信息。
- 相移最初为0°
- 相移逐渐增加，直到在截止频率处达到45°，在这部分响应期间，变化率逐渐增加
- 在截止频率之后，相移继续增加，但变化率逐渐降低
- 随着相移逐渐接近90°，变化率变得非常小
实线是振幅响应，虚线是相位响应。截止频率为100kHz。注意，截止频率下的相移为45°。
二阶低通滤波器
到目前为止，我们假设RC低通滤波器由一个电阻器和一个电容器组成。这种配置是一阶滤波器。
无源滤波器的“阶数”由电路中电抗元件（即电容器或电感器）的数量决定。高阶滤波器具有更多的无功元件，会产生更多的相移和更陡的滚降，而后者是增加滤波器阶数的主要动机。
向滤波器添加一个电抗元件，例如，从一阶到二阶或二阶到三阶，便可将最大滚降增加20dB/十倍。
二阶滤波器通常围绕由电感器和电容器组成的谐振电路构建，这种拓扑结构称为RLC（Resistor-Inductor-Capacitor）。但是，也可以创建二阶RC滤波器。如下图所示，我们需要做的就是将两个一阶RC滤波器级联起来。
虽然这种拓扑肯定会产生二阶响应，但它没有被广泛使用，其频率响应通常不如二阶有源滤波器或二阶RLC滤波器。
二阶RC滤波器的频率响应
我们可以尝试根据所需的截止频率设计一阶滤波器，然后从中选择两个串联连接来，从而构成二阶RC低通滤波器。此举确实可以使滤波器表示出类似的总频率响应，最大滚降为40dB/decade而不是20dB/decade。
但是，如果我们更仔细地观察响应，我们会发现-3dB频率出现降低。二阶RC滤波器的行为不符合预期，因为两个滤波阶段不是独立的，因此不能简单地将这两个滤波器连接在一起，并将电路分析为一阶低通滤波器叠加一个相同的一阶低通过滤。
此外，即使我们在两级之间插入缓冲器，使得第一阶RC和第二阶RC可以用作独立滤波器，此时原始截止频率处的衰减将是6dB而不是3dB。这恰恰是因为两阶独立工作而导致的。第一个滤波器在截止频率处具有3dB的衰减，而第二个滤波器加上了另外3dB的衰减，如下图。
二阶RC低通滤波器的基本限制是设计人员无法通过调整滤波器的Q因子来微调从通带到阻带的转换；此参数表示频率响应的阻尼程度。如果将两个相同的RC低通滤波器级联，则整体传递函数对应于二阶响应，但Q因子始终为0.5。当Q=0.5时，滤波器处于过阻尼的边界，这会导致频率响应在过渡区域中“下垂”。二阶有源滤波器和二阶谐振滤波器没有这一限制；设计人员可以控制Q因子，从而微调过渡区域的频率响应。
总结
所有电信号都混合了所需频率分量和不需要的频率分量。不需要的频率分量通常由噪声和干扰引起，并且在某些情况下会对系统的性能产生负面影响。
滤波器是以不同方式对信号频谱的不同部分作出反应的电路。低通滤波器旨在让低频分量通过，同时阻止高频分量。
低通滤波器的截止频率表示滤波器从低衰减变为显著衰减的频率区域。
RC低通滤波器的输出电压可以通过将电路视为由（频率无关）电阻和（频率相关）电抗组成的分压器来计算。
振幅（以dB为单位，在垂直轴上）与对数频率（以赫兹为单位，在水平轴上）的曲线图是检查滤波器理论行为的方便有效的方法，还可以使用相位与对数频率的关系图来确定将要应用于输入信号的相移量。
二阶滤波器的滚降更陡峭；当信号不能在所需频率分量和不需要的频率分量之间提供宽带分离时，这种二阶响应比较有用。
可以通过构建两个相同的一阶RC低通滤波器，然后将一个的输出连接到另一个的输入来创建二阶RC低通滤波器，但最终整体的-3dB频率将低于预期。
二、0Ω电阻可以过多大电流？
0Ω电阻到底能过多大电流？这个问题想必每位硬件工程师都查过。而与之相关的还有一个问题，那就是0Ω电阻的阻值到底有多大？
这两个问题本来是很简单的，答案应该也是很明确的，但网上网友却给出了不尽相同的答案。有的人说0Ω电阻是50mΩ，还有的人说其实只有20mΩ；有的人说只能过1A电流，还有的人说可以过1.5A……
那么，到底是多大呢？下面，我们一步一步来看。
0Ω电阻阻值大小
针对这两个问题，我专门查了一下电阻的标准。根据EN60115-2电阻标准文件记载，0Ω电阻的阻值是0Ω，但也会有偏差。0Ω最大电阻偏差有三种可以选择，分别为10mΩ、20mΩ和50mΩ。
也就是说，0Ω电阻偏差可以允许有多种偏差，这主要看电阻厂商做的是哪种了。
我下载了几大品牌的，比如罗姆、国巨、光颉的普通0Ω电阻规格书查看了一下，发现它们标注的0Ω电阻，最大阻值都是50mΩ。
由此可以得出结论：常用的普通0Ω电阻的阻值最大不超过50mΩ。
0Ω电阻的过流能力
网上还有一种观点，认为0Ω电阻的电流是根据功率算出来的，电阻按照50mΩ来算。这样的话，0805的电阻功率一般为1/8W，算出额定电流应该是1.58A。但是，我查看规格书发现，罗姆、国巨、光颉这几大品牌的都是2A，与计算出来的有些出入。
罗姆、国巨、光颉三大厂家的普通0Ω电阻额定电流如下：
从上图可以看出，三大厂家的0Ω电阻的额定电流还是略有差别的。我建议综合各家的、按照最小值来选，这样就不论什么品牌，都不会超出规格设计了。
额定电流综合之后的表格如下：
我们看到，常规的电阻的电流都不大，按照综合后的最小值来选的话，最大的也就2A。如果设计电路时发现，我要用3A或4A的0Ω电阻，那该怎么办呢？其实很简单，可以用2个0Ω电阻并联起来就行了。
说到这里，可能大家会觉得奇怪，怎么有的封装变大了，但过流并没有增加呢？例如，0805和1206都是2A，在这里应该是额定电流虽然没有增加，但瞬间电流应该是能过更大了。如果你打开国巨的电阻规格书，就会发现它写了两个参数，一个是额定电流，另一个是最大电流。额定电流都是2A，但最大电流0805是5A，1206是10A。
注：Jumper就是0Ω电阻（标准文件就是这么写的，如下图所示）。
特殊大额定电流的0Ω电阻
如果是更大的电流，也是电阻可选的。不过，这些电阻就不常规了，比如这个罗姆的超低阻值电阻，最大阻值0.5mΩ，小了100倍，额定电流更是达到了20A+，但是价格比较贵，要好几毛钱，而普通电阻一分钱能买好几个。
巧用0Ω电阻设计PCB板
许多硬件初学者看到PCB板上用到0Ω电阻时，往往就会一脸懵圈，他们经常会问：既然这玩意儿里面啥也没有，干嘛还要用它？
其实，0Ω电阻的用处可大了，如果用好它，可以极大地方便PCB板的设计和调试。下面，我们就来简单说说0Ω电阻的作用。
例如，老板出于成本的考虑，让你设计一个单面板，也就是说，元器件的安装及走线都只能在一面，你最头疼的是有些线实在走不过去，必须跨线连接，打俩孔用跳线？如果在研发的时候，这种方法还是可以的，但有一天你的设计变成了产品，需要大批量生产，机器折腾起跳线来要比放置一个电阻麻烦的多，这时候0Ω电阻就能帮你大忙了！根据你的空间，可以选用0805、0603或0402的电阻。
调试时的前后级隔离
如果你的设计是新的，对PCB板上很多部分的功能以及能够实现的性能还不确定，拿回板子来将会面临一场惊心动魄的调试，debug的一个重要原则就是把问题限定在最小的范围内，因此多块电路之间的隔离就非常重要。
在调试A电路时，你不希望B电路的工作影响到你的调试，那么最好的方式就是断掉它们之间的连接，而0Ω电阻就是一个最好的隔离方式！
调试的时候不焊接，等调试完成确认这部分电路没问题了，就可以将0Ω电阻安装上。当然，在最终的产品中可以彻底去掉。
测试电流用
如果你想测试某一路的电流大小，一种方式是通过电压表测量该通路上某电阻两端的电压（确保电压表的内阻不要影响到测量的精度），通过欧姆定律就可以计算出该路的电流。
另一种方式就是直接将电流表串在该回路上，因此在该电路上可以放置一个0Ω电阻，测量电流的时候用电流表两端代替该电阻，等测量完毕就能将该电阻安装上了。
给自己调试带来灵活性
可以预留各种可能性，根据实际的需要进行选装不同的电阻，它可以替代掉跳线，避免了跳线的钻孔、安装占用比较大的空间，而且跳线也会引起高频干扰。
比如，PCB板上设计有低通滤波器，如果发现最终不需要或者一开始调试的时候没时间调试低通滤波器，但又必须让信号流通过去，可以用0Ω电阻来代替原来设计中的电阻/电感，而不安装电容。在匹配电路参数不确定时，以0Ω电阻代替，实际调试的时候确定参数再以具体的数值的元器件来代替。
用于信号完整性的模拟地和数字地的单点连接
有人说0Ω电阻跟没有一样，干嘛不直接连接上？想象一下，如果你在电路原理图里没有这个0Ω电阻，做PCB Layout的时候就可能忽略这个单点连接的原则，CAD软件也会乱连在一起，达不到你单点连接的初衷。
当然，单点连接的时候也可以用磁珠，但我个人的观点是连接点的位置选择好的话，磁珠除了比电阻贵之外，没有什么好处。在实际的操作中，你可以用比较小的封装的0Ω电阻，比如0402和0201，焊接的时候直接用烙铁将两端搭接在一起就可以，这样连电阻也省了。
增加被逆向工程的难度
如果你在电路上放置多个不同颜色、不同封装、没有阻值标记的0Ω电阻，不影响电路的工作性能，但却可以让抄你板子的人瞬间抓狂。
PCB板上支持不同的配置，有的版本可能有部分电路不安装，可以用它来隔离不安装的电路部分，比如iPhone中有WiFi版本和WiFi+3G版本的，用的实际上是一个设计。
怎么样？这个0Ω电阻的作用很大吧！在以后的项目中大家慢慢体会吧，很多时候灵活应用它，会让你很多头疼的问题都能迎刃而解。
三、0欧电阻在电路中有妙用
零欧姆电阻又称为跨接电阻器，是一种特殊用途的电阻，0欧姆电阻的并非真正的阻值为零，欧姆电阻实际是电阻值很小的电阻。
本文分析0欧电阻在电路设计中的巧妙用处。
方便兼容、调试、测试
兼容
在设计PCB板时如果没有考虑到兼容性问题，在调试阶段可能会有不小的麻烦。
比如芯片某引脚既能驱动蜂鸣器，又能驱动LED。
此时可以通过焊接零欧电阻，来决定驱动蜂鸣器还是LED。
占位 在匹配电路参数不确定的时候，以0欧姆代替，实际调试的时候，确定参数，再以具体数值的元件代替。
测电流
测试电路运行时功耗的常规做法是测试电流计算功耗，而测试电流通常需要把电流表串进电路中测量。
在电路设计阶段，在需要测量电流的地方事先放置一个零欧电阻。
当需要测量电流时可以把这个零欧姆电阻先去掉，方便接上电流表。测完之后再把零欧姆电阻焊上即可。
便于布线
在PCB布局布线阶段，尤其是在电路板面积小，连线多，层数少的时候。有时遇到某一根连线需要绕很大一圈才能连通，这时，可以考虑零欧电阻。
上图是用在单面PCB板上做跨线的0欧姆电阻。
抑制电路噪声
零欧电阻能够抑制环路电流，从而抑制噪声。零欧电阻在所有频带上其实都起到衰减噪声的作用。
提高可靠性、安全性
零欧电阻可代替插针、拨码开关。
在高速电路中，空置的插针相当于天线，容易使信号受到干扰。
拨码开关有拨乱的风险，导致电路出错。
所以，为了提高可靠性、安全性，可使用零欧电阻来代替。
充当电容或电感
在高频信号下，充当电感或电容。
在高频电路系统中，零欧电阻与外部电路特性匹配情况下可以充当一个小的电容或者电感。比如地与地之间，或者电源和芯片引脚之间加零欧姆电阻，可以解决EMC问题。
隔离数字地与模拟地
在数字和模拟等混合电路中，往往要求两个地分开，并且单点连接，可以避免模拟电路和数字电路在工作时电流信号相互干扰。但是，在板级上地线最后通常是连接在一起的。此时，让模拟地和数字地先经过零欧电阻再连接在一起可以起到一定的隔离作用。
另外，这样做还有个好处就是，地线被分成了两个网络，在大面积铺铜等处理时，就会方便得多。附带提示一下，这样的场合，有时也会用电感或者磁珠等来连接。
四、电流检测电路
电流检测的应用
电路检测电路常用于：高压短路保护、电机控制、DC/DC换流器、系统功耗管理、二次电池的电流管理、蓄电池管理等电流检测等场景。
对于大部分应用，都是通过感测电阻两端的压降测量电流。
一般使用电流通过时的压降为数十mV～数百mV的电阻值，电流检测用低电阻器使用数Ω以下的较小电阻值；检测数十A的大电流时需要数mΩ的极小电阻值，因此，以小电阻值见长的金属板型和金属箔型低电阻器比较常用，而小电流是通过数百mΩ～数Ω的较大电阻值进行检测。
测量电流时， 通常会将电阻放在电路中的两个位置。第一个位置是放在电源与负载之间。这种测量方法称为高侧感测。通常放置感测电阻的第二个位置是放在负载和接地端之间。这种电流感测方法称为低侧电流感测。
两种测量方法各有利弊，低边电阻在接地通路中增加了不希望的额外阻抗；采用高侧电阻的电路必须承受相对较大的共模信号。低侧电流测量的优点之一是共模电压， 即测量输入端的平均电压接近于零。这样更便于设计应用电路， 也便于选择适合这种测量的器件。低侧电流感测电路测得的电压接近于地， 在处理非常高的电压时、 或者在电源电压可能易于出现尖峰或浪涌的应用中， 优先选择这种方法测量电流。由于低侧电流感测能够抗高压尖峰干扰， 并能监测高压系统中的电流。
电流检测电路
低侧检测
低侧电流感测的主要缺点是采用电源接地端和负载、系统接地端时，感测电阻两端的压降会有所不同。如果其他电路以电源接地端为基准，可能会出现问题。为最大限度地避免此问题，存在交互的所有电路均应以同一接地端为基准， 降低电流感测电阻值有助于尽量减小接地漂。
如上图，如果图中运放的 GND 引脚以 RSENSE 的正端为基准，那么其共模输入范围必须覆盖至零以下，也就是GND - (RSENSE × ILOAD)。Rsensor将地（GND）隔开了。
高侧检测
随着大量包含高精度放大器和精密匹配电阻的IC的推出，在高侧电流测量中使用差分放大器变得非常方便。高侧检测带动了电流检测IC 的发展，降低了由分立器件带来的参数变化、器件数目太多等问题，集成电路方便了我们使用。下图为一种高侧检测的 IC 方案：
检测电路连出方式
对电流通过电阻器时的压降进行检测，需要从电阻器的两端引出用于检测电压的图案。电压检测连接如下图(2)所示，建议从电阻器电极焊盘的内侧中心引出。这是因为电路基板的铜箔图案也具备微小的电阻值，需要避免铜箔图案的电阻值所造成的压降的影响。如果按照下图(1)所示，从电极焊盘的侧面引出电压检测图案，检测对象将是低电阻器电阻值加上铜箔图案电阻值的压降，无法正确地检测电流。
PCB Layout参考：
五、画PCB板时阻抗设计的重要性
什么是阻抗
在电学中，常把对电路中电流所起的阻碍作用叫做阻抗。阻抗单位为欧姆，常用Z表示，是一个复数：
Z= R+i( ωL–1/(ωC))
具体说来阻抗可分为两个部分，电阻（实部）和电抗（虚部）。
其中电抗又包括容抗和感抗，由电容引起的电流阻碍称为容抗，由电感引起的电流阻碍称为感抗。
阻抗匹配的理想模型
射频工程师大都遇到过匹配阻抗的问题，通俗的讲，阻抗匹配的目的是确保能实现信号或能量从“信号源”到“负载”的有效传送。
其最最理想模型当然是希望Source端的输出阻抗为50欧姆，传输线的阻抗为50欧姆，Load端的输入阻抗也是50欧姆，一路50欧姆下去，这是最理想的。
然而实际情况是：源端阻抗不会是50ohm，负载端阻抗也不会是50ohm，这个时候就需要若干个阻抗匹配电路。
而匹配电路就是由电感和电容所构成，这个时候我们就需要使用电容和电感来进行阻抗匹配电路调试，以达到RF性能最优。
阻抗匹配的方法
阻抗匹配的方法主要有两个，一是改变阻抗力，二是调整传输线。
改变阻抗力就是通过电容、电感与负载的串并联调整负载阻抗值，以达到源和负载阻抗匹配。
调整传输线是加长源和负载间的距离，配合电容和电感把阻抗力调整为零。
此时信号不会发生发射，能量都能被负载吸收。
高速PCB布线中，一般把数字信号的走线阻抗设计为50欧姆。一般规定同轴电缆基带50欧姆，频带75欧姆，对绞线（差分）为85-100欧姆。
阻抗匹配应用举例——振铃现象
曾经做一个项目，在电信号测量时，遇到过振铃这种问题。
由于任何传输线都不可避免地存在着引线电阻、引线电感和杂散电容，因此，一个标准的脉冲信号在经过较长的传输线后，极易产生上冲和振铃现象。大量的实验表明，引线电阻可使脉冲的平均振幅减小；而杂散电容和引线电感的存在，则是产生上冲和振铃的根本原因。在脉冲前沿上升时间相同的条件下，引线电感越大，上冲及振铃现象就越严重；杂散电容越大，则是波形的上升时间越长；而引线电阻的增加，将使脉冲振幅减小。
如果信号传输过程中感受到阻抗的变化，就会发生信号的反射。这个信号可能是驱动端发出的信号，也可能是远端反射回来的反射信号。根据反射系数的公式，当信号感受到阻抗变小，就会发生负反射，反射的负电压会使信号产生下冲。信号在驱动端和远端负载之间多次反射，其结果就是信号振铃。大多数芯片的输出阻抗都很低，如果输出阻抗小于PCB走线的特性阻抗，那么在没有源端端接的情况下，必然产生信号振铃。
在实际电路中，采用下列几种方法来来减小和抑制上冲及振铃。
(1)串联电阻。利用具有较大电阻的传输线或是人为地串入适当的阻尼电阻，可以减小脉冲的振幅，从而达到减小上冲和振铃程度的目的。但当传入电阻的数值过大时，不仅脉冲幅度减小过多，而且使脉冲的前沿产生延迟。因此，串入的阻尼电阻值应适当，并且应选用无感电阻，电阻的连接位置应靠近接收端。
(2)减小引线电感。设法减小线路及传输线的引线电感是最基本的方法，总的原则是：
- 尽量缩短引线长度
- 加粗导线和印制铜箔的宽度
- 减小信号的传输距离
- 采用引线电感小的元器件，尤其是传输前沿很陡的脉冲信号时更应注意这些问题
(3)由于负载电路的等效电感和等效电容同样可以影响发送端，使之脉冲波形产生上冲和振铃，因此，应尽量减小负载电路的等效电感和电容。尤其是负载电路的接地线过长时，形成的地线电感和杂散电容相当可观，其影响不容忽视。
(4)逻辑数字电路中的信号线可增加上拉电阻和交流终端负载，如图6所示。上拉电阻(可取)的接入，可将信号的逻辑高电平上拉到5V。交流终端负载电路的接入不影响支流驱动能力，也不会增加信号线的负载，而高频振铃现象却可得到有效的抑制。
上述振铃除了与电路条件有关外，还与脉冲前沿的上升时间密切相关。即使电路条件相同，当脉冲前沿上升时间很短时，上冲的峰值将大大增加。一般对于前沿上升时间在1以下的脉冲，均考虑产生上冲及振铃的可能。因此，在脉冲信号频率的选择问题上，应考虑在满足系统速度要求的前提下，能选用较低频率的信号绝不选用高频信号；如无必要，也不应过分要求脉冲的前沿非常陡峭。这对从根本上消除上冲和振铃视听有利的。
Smith圆图在RF匹配电路调试中的应用
Smith圆图上可以反映出如下信息： 阻抗参数Z，导纳参数Y，品质因子Q，反射系数，驻波系数，噪声系数，增益，稳定因子，功率，效率，频率信息等抗等参数。
是不是一脸懵，我们还是来看阻抗圆图吧：
阻抗圆图的构图原理是利用输入阻抗与电压反射系数之间的一一对应关系，将归一化输入阻抗表示在反射系数极坐标系中，其特点归纳如下：
- 上半圆阻抗为感抗，下半圆阻抗为容抗
- 实轴为纯电阻，单位圆为纯电抗
- 实轴的右半轴皆为电压波腹点（除开路点），左半轴皆为电压波节点（除短路点）
- 匹配点（1，0），开路点（∞，∞）和短路点（0，0）
- 两个特殊圆:最大的为纯电抗圆，与虚轴相切的为匹配圆
- 两个旋转方向:逆时针转为向负载移动，顺时针转为向波源移动
导纳圆图与阻抗圆图互为中心对称，同一张圆图，即可以当作阻抗圆图来用，也可以当作导纳圆图来用，但是在进行每一次操作时，若作为阻抗圆图用则不能作为导纳圆图。
Smith圆图中，能表示出一些很有意思的特征：
在负载之前串联或并联一个可变电感/电容，电路图如下图左侧4个图所示，将得到Smith圆图上右侧的几条曲线。
对应Smith阻抗圆及导纳圆，其运动轨迹如下：
- 使用Smith阻抗圆时，串联电感顺时针转，串联电容逆时针转
- 使用Smith导纳圆时，并联电感，逆时针转，并联电容顺时针转
六、二极管钳位电路：原理与应用详解
二极管钳位是什么意思？
众所周知，二极管是一种由PN结制成的半导体，只要施加的电压大于结电压，电流就会流过二极管，在负偏压下，只要两端电压不超过击穿电压，二极管就会处于非导通状态。在这种状态下，二极管就像一个开路，因为反向偏置的 PN 结阻止电子流过。
而钳位二极管就是在电路中应用这两种特性来操纵输入电压，也就是说将输入输出信号波形的某一部分固定在选定电平的这个电路就被叫做钳位电路。
什么是二极管钳位电路？
二极管钳位电路用于将信号的正峰值或负峰值置于所需要的电平。直流分量被简单地添加到输入信号中或从输入信号中减去，钳位电路也被称为IC 恢复器和交流信号电平转换器。
在某些情况下，例如电视接收器，当信号通过电容耦合网络时，它会失去其直流分量。这是当使用钳位电路以将直流分量重新建立到信号输入中时。尽管在传输中丢失的直流分量与通过钳位电路引入的直流分量不同，但在某个参考电平上确定正或负信号偏移的极值的必要性很重要。
钳位电路也称为直流电阻，主要功能是将一些直流电平添加到输入交流信号中。下图中显示了钳位电路，它在输入交流信号中添加了一个正直流电平。
二极管钳位电路图详解
对于该电路的实际工作，假设波的负循环通过二极管。在信号二极管的负半部分处于正向偏置状态期间，由于钳位电路中的电容器充电至值 (Vp(in) – 0.7 V)，如上图所示。
二极管在信号的负峰值后变为反向偏置。这是由于阴极放置在接近电容充电值的Vp(in) – 0.7 V 附近。电荷可以通过负载电阻 R L释放其存储的电荷。因此，从一个负半周期到其他电容的信号变化会损失较少的电荷值，电荷的释放取决于负载电阻 R L。
如果电容在输入信号期间失去充电，则钳位动作可能会受到干扰。
如果时间常数 RC 是输入信号周期的一百倍，则钳位电路的效率会很高。
如果时间常数是输入信号周期的 10 倍，那么由于充电电流，它在接地电平上的变化（失真）会更小。
钳位电路的最终效果是电容器保持的电荷几乎等于输入信号的极值（峰值）减去二极管两端的电压降。电容提供的电压就像与输入信号串联的电池一样工作。电容提供的直流电压将与输入信号相加并叠加。如下图所示。
二极管钳位电路图详解
如果改变二极管的位置，那么负直流电压会与输入信号相加，以产生类似于下图所示的输出，这种类型的电路布置称为负钳位。
二极管负钳位电路
二极管钳位电路怎么使用？
对于钳位电路，至少需要三个元件——二极管、电容和电阻。有时还需要一个独立的直流电源来引起额外的转变。钳位电路的要点是：
1、波形的形状相同，但其电平向上或向下移动
2、由于钳位电路，波形的峰峰值或均方根值不会发生变化。因此，输入波形和输出波形将具有相同的峰峰值，即 2Vmax。还必须注意的是，交流电压表中的输入电压和钳位输出电压的读数相同
3、电阻 R 和电容 C 的值会影响波形
4、电阻 R 和电容 C 的值应由电路的时间常数方程 t = RC 确定。这些值必须足够大，以确保电容C 两端的电压在二极管不导通的时间间隔内不会发生显着变化。在一个好的钳位电路中，电路时间常数 t = RC 应该至少是输入信号电压时间周期的十倍。
二极管钳位电路原理
1、正钳位电路
在下图中，你可以看到正钳位电路的电路布置。该电路由电压源Vi、电容C、二极管和负载电阻组成。
二极管与负载电阻RL并联组合。由于这种安排，正钳位电路将允许在二极管处于反向偏置状态时通过输入波形，并在二极管处于正向偏置状态时停止输入信号流动。
正二极管钳位电路图
正输入半周期：当输入波形的负周期通过二极管时，它处于正向偏置状态，允许电流流过负载电阻。
由于这个电流电容被充电到输入波形的峰值V m 。电容的充电极性与二极管两端的信号极性相反。在达到极值点 -V m后，电容器保持存储的电荷，直到该点二极管处于正向偏置状态。
负输入半周期：当输入信号的正半部分通过二极管时，它处于反向偏置状态，没有电流流过二极管。因此，二极管输入信号上的零电流流向负载电阻。
在正循环期间，二极管不处于工作状态，因此电容释放其存储的电荷。因此，负载电阻两端的电压将由于输入源 V m提供的电荷存储和电压而增加电容器 V m两端的电压。(V o = V m + V m = 2V m )。这两个电压的极性也相似。结果，信号向上移动，发生在正钳位电路中。
2、负钳位电路
正输入半周期：当正循环通过电路时，二极管处于正向偏置状态，因为零信号跨过负载电阻。
由于二极管电流的正向偏置通过负载电阻。由于该电流，电容被充电到具有相反极性（-V m ）的输入信号的极值，并且该电荷一直保持到该二极管处于正向偏置状态。
负二极管钳位电路图
负输入半周期：当电路出现负循环时，二极管处于反向偏置状态，因此信号通过负载电阻退出。由于反向偏置电流不流过二极管。
因此来自输入源的电流流向负载电阻。在负半部分，二极管处于非工作状态，二极管上存储的电荷将消失。
因此，负载电阻两端的电压将是电容器两端的电压 -V m和输入源电压-V m的相加，即 (-2V m )。由于原始信号移动到 x 轴下方。
二极管偏置钳位电路
在某些电路中，需要对输入信号的直流电平进行额外的偏移。出于这些目的，使用了二极管偏置钳位电路。
偏置电路和无偏置电路之间的区别在于，在偏置电路中，额外的直流电源用于直流元件。
1、具有正偏置的正二极管钳位电路
如果电路中具有正偏置，则偏置钳位电路称为具有正偏置的正钳位电路。该电路具有直流电源或直流电源、负载电阻、电容和二极管。
正偏置的正二极管钳位电路
对于正输入半周期：当输入源的正周期穿过二极管时，当输入源的输入电压值小于直流电源时，与二极管相连的直流源使其处于正向偏置状态。
由于该电流电容也被充电。当输入源提供的电压大于直流源的电压时，电流停止流过二极管，因为二极管现在处于反向偏置状态。
对于负输入半周期：对于输入电源和直流电源的负半周期，二极管处于正向偏置状态。由于这个电流流过二极管。由于这个电流电容被充电。
2、带负偏置的正二极管钳位电路
对于负半周期：对于由电池引起的负半周期，如果电池电压大于输入电源，电压二极管将变为反向偏置。因此，负载电阻上会有信号出口。
如果电池电压低于输入电源电压，则电流将通过二极管，与反向偏置条件相反。该电流将为电容充电。
负偏置的正二极管钳位电路
对于正半周期：对于电池和输入源的正半周期，二极管处于反向偏置状态。因此信号将通过负载电阻退出。
负载电阻上的信号幅度等于输入源电压和电容器两端电压的叠加。
3、带正偏置的负二极管钳位电路
对于正半周期：对于正半部分，循环二极管由于电池电压而反向偏置，如果输入电压小于电池电压，则会发生这种情况。
当电池提供的电压小于输入源时，由于输入源的电压和电流通过二极管，二极管处于正向偏置状态。由于此电流，电容将被充电。
正偏置的负二极管钳位电路
对于负半周期：输入电源和电池的负半周期，二极管处于反向偏置状态。由于反向偏置信号在负载电阻上存在。
4、带负偏置的负二极管钳位电路
对于正半周期：对于直流电池的正半部分和电压源二极管都处于正向偏置状态。由于此电流将通过电容并充电。
负偏置的负二极管钳位电路
对于负半周期：对于负半周期，如果电池电压大于输入电压，则二极管处于正向偏置状态。
由于输入源电压的值大于电池二极管的电压，因此由于输入电压而处于反向偏置状态，现在信号通过负载电阻退出。
钳位二极管保护电路
钳位二极管保护电路：由两个反向串联的二极管组成。一次只能打开一个二极管，另一个处于关闭状态。结果，它的正向和反向压降将被钳位到二极管的正向导通。电压降在0.5-0.7以下，保护电路。
钳位电路的作用是将周期性变化的波形的顶部或底部保持在一定的直流电平上。以常见的二极管钳位电路为例，假设输入信号，在零时刻，uO(0+)=+E，uO产生幅度为E的正跳变。
之后，在0到t1之间，二极管D导通，电容的充电电流C非常大，uC很快就等于E，导致uO=0。在 t1，ui(t1)=0，uO 再次出现幅度-E 跳跃。
在t1~t2期间，D关断，充电电容C只能通过R放电。通常R的值很大，导致uC下降很慢，uO变化很小。
在 t1 时，uI(t2) = E，uO 有幅度 E 的跳跃。在 t2 到 t3 期间，D 导通，电容器 C 充电。与0到t1期间不同，此时电容上储存了大量电荷，因此充电时间更短，uO降为零的速度更快。
稍后重复上述过程，uO和uC的波形。可以看出，uO的顶部基本被限制在零电平，所以该电路称为零电平正峰值（或顶部）钳位电路。
将二极管反向连接，将输入矩形波的底部钳位为零电平，形成零电平负峰值（或底部）钳位电路。
三极管钳位电路，如果把它的BE结也看成一个二极管，那么，就钳位原理而言，所示电路完全一样，只是电路也有放大作用。
二极管钳位电路取值
通常，钳位电路取决于电容时间常数的变化。时间常数应足以使电容器电压在整个非导通二极管期间不会显着放电。
应该选择电容和电阻的值，以使电路保持较高的时间常数。为了防止电容器快速放电，电阻值应该很高。
在整个二极管导通期间，电容充电应该是高速的。为此，我们选择较小的电容值。
二极管钳位电路的作用
1、使用钳位二极管的瞬态保护
钳位二极管不仅仅是为了改变电压基线。它们在缓解瞬态事件方面非常有用，尤其是ESD和雷电浪涌。例如，当输入电压高于 Vh 时，D1 正向偏置。因此，过多的电流流过 D1 而不是负载。限流电阻器通常放置在二极管之前，以确保后者在限制范围内工作。
钳位二极管瞬态保护电路
当输入电压降至 VL 以下时也是如此，这将激活 D2。通过将过多的电流从负载中引开并保持电压低于 Vh，二极管有助于防止瞬态电压损坏组件。
通常，选择具有较大电流处理能力、低结电压和快速导通时间的二极管用于 ESD 或浪涌保护。限流电阻器还必须能够在大量电流通过时禁用大量热量。
2、用于保护GPIO
GPIO的内部电路结构中使用了钳位二极管电路，如下图所示。它的作用是防止从外部I/O管脚输入的电压过高或过低对内部电路造成损坏。
如果从 Pin 输入的信号（假设任何输入信号都有一定的内阻）电压超过 VDD 加上上二极管的导通压降（驱动 0.7V），二极管就会导通，多余的电流会被拉到 VDD ,并且输入到内部的真实信号电压不会超过VDD+0.7V。
同样，如果从 Pin 输入的信号电压低于 VSS，由于下二极管的作用，实际输入的内部信号电压将被钳位在 VSS-0.7V 左右。
钳位二极管保护GPIO电路
GPIO的电路配置：GPIO的参考电源VDD由钳位二极管D1的阴极上拉，钳位二极管D2的阳极接GND。
当输出电压大于VDD时；D1导通，D2截止，Pin的电压为VDD（忽略二极管的导通压降）；
当输入电压小于 GND 时；D1关断，D2导通，Pin的电压为GND（忽略二极管的导通压降）；
因此，可以将输入电压范围控制在 [GND, VDD] 之间，以保护 Pin 不受损坏。如何判断GPIO是否损坏？方法如下：
首先将万用表调到二极管位置，红色表笔接到主板的GND，黑色表笔接到测试GPIO管脚。此时要测量二极管D2是否损坏。测试值为二极管的导通值，一般范围为0.4-0.6V。超出此范围是二极管击穿。
其次，将红色表笔连接到测试 GPIO 引脚，黑色表笔连接到 GND。此时要测量二极管D1是否损坏。
添加钳位二极管可以保护单片机的输入和输出端口。
如上图，添加两个肖特基二极管作为钳位二极管可以有效防止GPIO被静电击穿。当电压大于VDD时，D1导通，静电通过D1释放到VDD；当电压小于GND时，D2导通，静电通过D2释放到GND。由于需要快速释放静电，一般选择肖特基二极管或快速开关二极管作为钳位二极管。
3. 其他用途
钳位电路也经常用于各种显示装置。在示波器和雷达显示中，采用钳位电路来恢复扫描信号的直流分量，以解决扫描速度变化引起的屏幕上图像位置移动的问题。
在电视系统中，利用钳位电路将全电视信号的同步脉冲的顶部保持在一个固定的电压，以克服由于直流分量的丢失或干扰而引起的电平波动，从而实现信号的分离。
钳位二极管会产生钳位电压。它限制的对象可以是需要过压保护的对象，例如开关电源中的MOS管。需要一个钳位网络来限制 D 极和 S 极之间的电压，以保护 MOS 免受损坏。
七、看大神是怎么搞定硬件电路设计的
献给那些刚开始或即将开始设计硬件电路的人！刚刚开始接触电路板的时候，与你一样，在网上许多关于硬件电路的经验、知识让人目不暇接，像信号完整性、EMI、PI设计准会把你搞晕。
别急，慢慢来捋一下。
概述
1）总体思路。设计硬件电路，大的框架和架构要搞清楚，但要做到这一点还真不容易。有些大框架也许自己的老板、老师已经想好，自己只是把思路具体实现;但也有些要自己设计框架的，那就要搞清楚要实现什么功能，然后找找有否能实现同样或相似功能的参考电路板。懂得尽量利用他人的成果，越是有经验的工程师越会懂得借鉴他人的成果。
2）理解电路。如果你找到了的参考设计，那么恭喜你，你可以节约很多时间了(包括前期设计和后期调试)。马上就copy？NO，还是先看懂理解了再说，一方面能提高我们的电路理解能力，另一方面也能避免设计中的错误。
3）没有找到参考设计? 没关系。先确定大IC芯片，找datasheet，看其关键参数是否符合自己的要求，哪些才是自己需要的关键参数，以及能否看懂这些关键参数，都是硬件工程师的能力的体现，这也需要长期地慢慢地积累。这期间，要善于提问，因为自己不懂的东西，别人往往一句话就能点醒你，尤其是硬件设计。
4）硬件电路设计主要是三个部分，原理图，PCB ，物料清单(BOM)表。原理图设计就是将前面的思路转化为电路原理图。它很像我们教科书上的电路图。PCB涉及到实际的电路板，它根据原理图转化而来的网表(网表是沟通原理图和PCB之间的桥梁)，而将具体的元器件的封装放置(布局)在电路板上，然后根据飞线(也叫预拉线)连接其电信号(布线)。完成了PCB布局布线后，要用到哪些元器件应该有所归纳，所以我们将用到BOM表。
5）用什么工具？Protel，也就是Altium容易上手，在国内也比较流行，应付一般的工作已经足够，适合初入门的设计者使用。
其实无论用简单的protel或者复杂的cadence工具，硬件设计大环节是一样的(protel上的操作类似windwos，是post-command型的;而cadence的产品concept & allegro 是pre-command型的，用惯了protel，突然转向cadence的工具，会不习惯就是这个原因)。
设计大环节都要有：原理图设计、PCB设计、制作BOM表。
设计流程
1）原理图库建立。
要将一个新元件摆放在原理图上，我们必须得建立该元件的库。库中主要定义了该新元件的管脚定义及其属性，并且以具体的图形形式来代表(我们常常看到的是一个矩形(代表其IC BODY)，周围许多短线(代表IC管脚))。
protel创建库及其简单，而且因为用的人多，许多元件都能找到现成的库，这一点对使用者极为方便。应搞清楚ic body，ic pins，input pin，output pin， analog pin， digital pin， power pin等区别。
2）有了充足的库之后，就可以在原理图上画图了，按照datasheet和系统设计的要求，通过wire把相关元件连接起来。
在相关的地方添加line和text注释。wire和line的区别在于，前者有电气属性，后者没有。wire适用于连接相同网络，line适用于注释图形。
这个时候，应搞清一些基本概念，如：wire，line，bus，part，footprint，等等。
3）做完这一步，我们就可以生成netlist了，这个netlist是原理图与pcb之间的桥梁。
原理图是我们能认知的形式，电脑要将其转化为pcb，就必须将原理图转化它认识的形式netlist，然后再处理、转化为pcb。
4）得到netlist，马上画pcb？别急，先做ERC先。
ERC是电气规则检查的缩写。它能对一些原理图基本的设计错误进行排查，如多个output接在一起等问题。但是一定要仔细检查自己的原理图，不能过分依赖工具，毕竟工具并不能明白你的系统，它只是纯粹地根据一些基本规则排查。
5）从netlist得到了pcb，一堆密密麻麻的元件，和数不清的飞线是不是让你吓了一跳？呵呵，别急还得慢慢来。
6）确定板框大小。
在keepout区(或mechanic区)画个板框，这将限制了你布线的区域。需要根据需求好考虑板长，板宽(有时，还得考虑板厚)。当然了，叠层也得考虑好。(叠层的意思就是，板层有几层，怎么应用，比如板总共4层，顶层走信号，中间第一层铺电源，中间第二层铺地，底层走信号)。
术语解释
post-command，例如我们要拷贝一个object(元件)，我们要先选中这个object，然后按ctrl+C，然后按ctrl+V(copy命令发生在选中object之后)。这种操作windows和protel都采用的这种方式。
但是concept就是另外一种方式，我们叫做pre-command。同样我们要拷贝一个东西，先按ctrl+C，然后再选中object，再在外面单击(copy命令发生在选中object之前)。
1）确定完板框之后，就该元件布局(摆放)了，布局这步极为关键。
它往往决定了后期布线的难易。哪些元器件该摆正面，哪些元件该摆背面，都要有所考量。但是这些都是一个仁者见仁，智者见智的问题;从不同角度考虑摆放位置都可以不一样。
其实自己画了原理图，明白所有元件功能，自然对元件摆放有清楚的认识(如果让一个不是画原理图的人来摆放元件，其结果往往会让你大吃一惊^_^)。
对于初入门的，注意模拟元件，数字元件的隔离，以及机械位置的摆放，同时注意电源的拓扑就可以了。
2）接下来就是布线，这与布局往往是互动的。
有经验的人往往在开始就能看出哪些地方能布线成功，如果有些地方难以布线还需要改动布局，对于fpga设计来说往往还要改动原理图来使布线更加顺畅。
布线和布局问题涉及的因素很多，对于高速数字部分，因为牵扯到信号完整性问题而变得复杂，但往往这些问题又是难以定量或即使定量也难以计算的。所以，在信号频率不是很高的情况下，应以布通为第一原则。
3）OK了?别急，用DRC检查检查先。
这是一定要检查的。DRC对于布线完成覆盖率以及规则违反的地方都会有所标注，按照这个再一一的排查，修正。
4）有些PCB还要加上敷铜(可能会导致成本增加)，将出线部分做成泪滴(工厂也许会帮你加)。
最后的pcb文件转成gerber文件就可交付pcb生产了。(有些直接给pcb也成，工厂会帮你转gerber)。
5）要装配PCB，准备BOM表吧，一般能直接从原理图中导出。
但是需要注意的是，原理图中哪些部分元件该上，哪些部分元件不该上，要做到心理有数。对于小批量或研究板而言，用excel自己管理倒也方便(大公司往往要专业软件来管理)。
而对于新手而言，第一个版本，不建议直接交给装配工厂或焊接工厂将bom料全部焊上，这样不便于排查问题。最好的方法就是，根据bom表自己准备好元件。等板来了之后，一步步上元件、调试。
调试
1）拿到板第一步做什么，不要急急忙忙供电看功能，硬件调试不可能一步调试完成的。
先拿万用表看看关键网络是否有不正常，主要是看电源与地之间有否短路(尽管生产厂商已经帮你做过测试，这一步还是要自己亲自看看，有时候看起来某些步骤挺繁琐，但是可以节约你后面不少时间!)，其实短路与否不光PCB有关，在生产制作的任何一个环节可能导致这个问题，IO短路一般不会造成灾难性的后果，但是电源短路就......
2）电源网络没短路？那么好，那就看看电源输出是否是自己理想的值。
对于初学者，调试的时候最好IC一件件芯片上，第一个要上的就是电源芯片。
3）电源网络短路了？这个比较麻烦，不过要仔细看看自己原理图是否有可能这样的情况，同时结合割线的方法一步步排查到底是什么地方短路了。
是pcb的问题(一般比较烂的pcb厂就可能出现这种情况)，还是装配的问题，还是自己设计的问题。
4）电源芯片没有输出？检查检查你的电源芯片输入是否正常吧，还需要检查的地方有使能信号，分压电阻，反馈网络......
5）电源芯片输出值不在预料范围？
如果超过很离谱，比如到了10%，那么看看分压电阻先，这两个分压电阻一般要用1%的精度，这个你做到了没有，同时看看反馈网络吧，这也会影响你的输出电源的范围。
6）电源输出正常了，别高兴，如果有条件的话，拿示波器看看吧，看看电源的输出跳变是否正常。
也就是抓取开电的瞬间，看看电源从无到有的情况(至于为什么要看这个，嘿嘿......专业人士还是要看的～)
电源
无疑电源设计是整个电路板最重要的一环。电源不稳定，其他啥都别谈。我想不用balabala述说它究竟有多么重要了。
在电源设计我们用得最多的场合是，从一个稳定的“高”电压得到一个稳定的“低”电压，这也就是经常说的DC-DC(直流-直流)。而直流-直流中用得最多的电源稳压芯片有两种，一种叫LDO(低压差线性稳压器，我们后面说的线性稳压电源，也是指它)，另一种叫PWM(脉宽调制开关电源，我们在本文也称它开关电源)。
我们常常听到PWM的效率高，但是LDO的响应快，这是为什么呢？别着急，先让我们看看它们的原理。
下面会涉及一些理论知识，但是依然非常浅显易懂，如果你不懂，那确实得检查一下自己的基础了。
线性稳压电源的工作原理
如图是线性稳压电源内部结构的简单示意图，我们的目的是从高电压Vs得到低电压Vo。在图中，Vo经过两个分压电阻分压得到V+，V+被送入放大器(我们把这个放大器叫做误差放大器)的正端，而放大器的负端Vref是电源内部的参考电平(这个参考电平是恒定的)。
放大器的输出Va连接到MOSFET的栅极来控制MOSFET的阻抗。Va变大时，MOSFET的阻抗变大；Va变小时，MOSFET的阻抗变小。MOSFET上的压降将是Vs-Vo。
现在我们来看Vo是怎么稳定的，假设Vo变小，那么V+将变小，放大器的输出Va也将变小，这将导致MOSFET的阻抗变小，这样经过同样的电流，MOSFET的压差将变小，于是将Vo上抬来抑制Vo的变小。
同理，Vo变大，V+变大，Va变大，MOSFET的阻抗变大，经过同样的电流，MOSFET的压差变大，于是抑制Vo变大。
开关电源的工作原理
如上图，为了从高电压Vs得到Vo，开关电源采用了用一定占空比的方波Vg1,Vg2推动上下MOS管，Vg1和Vg2是反相的，Vg1为高，Vg2为低;上MOS管打开时，下MOS管关闭;下MOS管打开时，上MOS管关闭。
由此在L左端形成了一定占空比的方波电压，电感L和电容C我们可以看作是低通滤波器，因此方波电压经过滤波后就得到了滤波后的稳定电压Vo。
Vo经过R1、R2分压后送入第一个放大器(误差放大器)的负端V+，误差放大器的输出Va做为第二个放大器(PWM放大器)的正端，PWM放大器的输出Vpwm是一个有一定占空比的方波，经过门逻辑电路处理得到两个反相的方波Vg1、Vg2来控制MOSFET的开关。
误差放大器的正端Vref是一恒定的电压，而PWM放大器的负端Vt是一个三角波信号，一旦Va比三角波大时，Vpwm为高;Va比三角波小时，Vpwm为低，因此Va与三角波的关系，决定了方波信号Vpwm的占空比；Va高，占空比就低，Va低，占空比就高。
经过处理,Vg1与Vpwm同相，Vg2与Vpwm反相;最终L左端的方波电压Vp与Vg1相同。如下图：
当Vo上升时，V+将上升，Va下降，Vpwm占空比下降，经过门逻辑之后，Vg1的占空比下降，Vg2的占空比上升，Vp占空比下降，这又导致Vo降低，于是Vo的上升将被抑制，反之亦然。
线性稳压电源和开关电源的比较
懂得了线性稳压电源和开关电源的工作原理之后，我们就可以明白为什么线性稳压电源有较小的噪声，较快的瞬态响应，但是效率差；而开关电源噪声较大，瞬态响应较慢，但效率高了。
线性稳压电源内部结构简单，反馈环路短，因此噪声小，而且瞬态响应快(当输出电压变化时，补偿快)。但是因为输入和输出的压差全部落在了MOSFET上，所以它的效率低。因此，线性稳压一般用在小电流，对电压精度要求高的应用上。
而开关电源，内部结构复杂，影响输出电压噪声性能的因素很多，且其反馈环路长，因此其噪声性能低于线性稳压电源，且瞬态响应慢。但是根据开关电源的结构，MOSFET处于完全开和完全关两种状态，除了驱动MOSFET，和MOSFET自己内阻消耗的能量之外，其他能量被全部用在了输出(理论上L、C是不耗能量的，尽管实际并非如此，但这些消耗的能量很小)。
先写part 8，待到图片能上传再添补 part 6,7做为描述开关电源原理，以及LDO与开关电源比较之用。
下面来澄清高速信号认识的一些误区：
- 高速看的是信号沿，不是时钟频率。
1）一般而言，时钟频率高的，其信号上升沿快，因此一般我们把它们当成高速信号;但反过来不一定成立，时钟频率低的，如果信号上升沿依然快的，一样要把它当成高速信号来处理。根据信号理论，信号上升沿包含了高频信息(用傅立叶变换，可以找出定量表达式)。
因此，一旦信号上升沿很陡，我们应该按高速信号来处理，设计不好，很可能出现上升沿过于缓慢，有过冲，下冲，振铃的现象。
比如，I2C信号，在超快速模式下，时钟频率为1MHz，但是其规范要求上升时间或下降时间不超过120ns!确实有很多板I2C就过不了关！
2）因此，我们更应该关注的是信号带宽。根据经验公式，带宽与上升时间(10%~90%)的关系为 Fw * Tr = 3.5
- 示波器选择
1）很多人注意到了示波器的采样率，没有注意到示波器的带宽。但往往示波器带宽是一个更重要的参数。
一些人以为只要示波器采样率满足超过信号时钟频率的两倍就行了，这是大错特错。错误的原因是错误的理解了采样定理。采样定理1说明了当采样频率大于信号最大带宽的两倍，就能完美地恢复原信号。
但是，采样定理指的信号是带限信号(带宽是有限的)，与现实中的信号严重不符。我们一般的数字信号，除了时钟之外，都不是周期的，从长时间来看，其频谱是无限宽的;要能捕获到高速信号，就不能对其高频分量太多的失真。示波器带宽指标与此息息相关。
因此，真正要注意的依然是用示波器捕获的信号的上升沿失真在我们可接受的范围。
2）那么选多高带宽的示波器才合适呢？理论上5倍于信号带宽的示波器捕获的信号比原信号损失不到3%。
如果要求损失更宽松，那就可以选择更低端的示波器。用到3倍于信号带宽的示波器应该能满足大多数要求。但是不要忘了你探头的带宽！
八、PCB Layout爬电距离、电气间隙是如何确定
爬电距离：沿绝缘表面测得的两个导电零部件之间或导电零部件与设备防护界面之间的最短路径。
电气间隙：在两个导电零部件之间或导电零部件与设备防护界面之间测得的最短空间距离。即在保证电气性能稳定和安全的情况下，通过空气能实现绝缘的最短距离。
一般来说，爬电距离要求的数值比电气间隙要求的数值要大，布线时须同时满足这两者的要求（即要考虑表面的距离，还要考虑空间的距离），开槽（槽宽应大于1mm）只能增加表面距离即爬电距离而不能增加电气间隙，所以当电气间隙不够时，开槽是不能解决这个问题的，开槽时要注意槽的位置、长短是否合适，以满足爬电距离的要求。
元件及PCB的电气隔离距离
（电气隔离距离指电气间隙和爬电距离的综合考虑）对于Ⅰ类设备的开关电源（本公司的大部分开关电源均为Ⅰ类设备）,在元件及PCB 板上的隔离距离如下：（下列数值未包括裕量）。
a、对于AC—DC 电源（以不含有PFC 电路及输入额定电压范围为100-240V～为例）
b、对于AC—DC 电源（以含有PFC 电路及输入额定电压范围为100-240V～为例）
c、对于DC—DC 电源（以输入额定电压范围为36-76V 为例）
变压器内部的电气隔离距离
变压器内部的电气隔离距离是指变压器两边的挡墙宽度的总和，如果变压器挡墙的宽度为3mm，那么变压器的电气隔离距离值为6mm（两边的挡墙宽度相同）。如果变压器没有挡墙，那么变压器的隔离距离就等于所用胶纸的厚度。另外，对于AC-DC 电源，变压器初、次间绕组应用三层胶纸隔离，DC-DC 电源，可只用二层胶纸隔离。下列数值未包括裕量：
注：变压器的引脚如果没有套上绝缘套管，那么在引脚处的隔离距离可能也仅为胶纸加挡墙的厚度，所以变压器的引脚需要套上绝缘套管且套管要穿过挡墙。
空间距离(Creepage distance):在两个导电组件之间或是导电组件与物体界面之间经由空气分离测得最短直线距离;
沿面距离(clearance):沿绝缘表面测得两个导电组件之间或是导电组件与物体界面之间的最短距离.
沿面距离(clearance)不满足标准要求距离时：PCB 板上可采取两个导电组件之间开槽的方法，导电组件与外壳、可触及部分之间距离不够，则可将导电组件用绝缘材料包住。
将导电组件用绝缘材料包住既解决了空间距离(Creepage distance)也解决了沿面距离(clearance)问题，此方法一般用在电源板上变压器和周边组件之间距离不够时，将变压器包住。
另外可在不影响产品功能的情况下适当降低两导体之间的电压差。
电气间隙的决定
根据测量的工作电压及绝缘等级，即可决定距离
一次侧线路之电气间隙尺寸要求，见表3 及表4
二次侧线路之电气间隙尺寸要求通常：一次侧交流部分：保险丝前L—N≥2.5mm，L.N PE（大地）≥2.5mm，保险丝装置之后可不做要求，但尽可能保持一定距离以避免发生短路损坏电源。
一次侧交流对直流部分≥2.0mm
一次侧直流地对大地≥2.5mm （一次侧浮接地对大地）
一次侧部分对二次侧部分≥4.0mm，跨接于一二次侧之间之元器件
二次侧部分之电隙间隙≥0.5mm 即可
二次侧地对大地≥1.0mm 即可
附注：决定是否符合要求前，内部零件应先施于10N 力，外壳施以30N 力，以减少其距离，使确认为最糟情况下，空间距离仍符合规定。
爬电距离的决定
通常：
- 一次侧交流部分：保险丝前L—N≥2.5mm，L.N 大地≥2.5mm，保险丝之后可不做要求，但尽量保持一定距离以避免短路损坏电源。
- 一次侧交流对直流部分≥2.0mm
- 一次侧直流地对地≥4.0mm 如一次侧地对大地
- 一次侧对二次侧≥6.4mm，如光耦、Y 电容等元器零件脚间距≤6.4mm 要开槽。
- 二次侧部分之间≥0.5mm 即可
- 二次侧地对大地≥2.0mm 以上
- 变压器两级间≥8.0mm 以上
绝缘穿透距离
应根据工作电压和绝缘应用场合符合下列规定：
- 对工作电压不超过50V（71V 交流峰值或直流值），无厚度要求；
- 附加绝缘最小厚度应为0.4mm；
- 当加强绝缘不承受在正常温度下可能会导致该绝缘材料变形或性能降低的任何机械应力时的，则该加强绝缘的最小厚度应为0.4mm。
如果所提供的绝缘是用在设备保护外壳内，而且在操作人员维护时不会受到磕碰或擦伤，并且属于如下任一种情况，则上述要求不适用于不论其厚度如何的薄层绝缘材料。
- 对附加绝缘，至少使用两层材料，其中的每一层材料能通过对附加绝缘的抗电强度试验；
- 由三层材料构成的附加绝缘，其中任意两层材料的组合都能通过附加绝缘的抗电强度试验；
- 对加强绝缘，至少使用两层材料，其中的每一层材料能通过对加强绝缘的抗电强度试验；
- 由三层绝缘材料构成的加强绝缘，其中任意两层材料的组合都能通过加强绝缘的抗电强度试验。
有关于布线工艺注意点
- 如电容等平贴元件，必须平贴，不用点胶
- 如两导体在施以10N 力可使距离缩短，小于安规距离要求时，可点胶固定此零件，保证其电气间隙。
- 有的外壳设备内铺PVC 胶片时，应注意保证安规距离（注意加工工艺）零件点胶固定注意不可使PCB 板上有胶丝等异物。
- 在加工零件时，应不引起绝缘破坏。
有关于防燃材料要求
- 热缩套管V—1 或VTM—2 以上；PVC 套管V—1 或VTM—2 以上
- 铁氟龙套管V—1 或VTM—2 以上；塑胶材质如硅胶片，绝缘胶带V—1 或VTM—2 以上
- PCB 板94V—1 以上
有关于绝缘等级
- 工作绝缘：设备正常工作所需的绝缘
- 基本绝缘：对防电击提供基本保护的绝缘
- 附加绝缘：除基本绝缘以外另施加的独*立绝缘，用以保护在基本绝缘一旦失效时仍能防止电击
- 双重绝缘：由基本绝缘加上附加绝缘构成的绝缘
- 加强绝缘：一种单一的绝缘结构，在本标准规定的条件下，其所提供的防电击的保护等级相当于双重绝缘
爬电距离的确定
首先需要确定绝缘的种类：
基本绝缘：一次电路与保护地
工作绝缘① ：一次电路内部；二次电路内部
工作绝缘② ：输入部分（输入继电器之前）内部，二次电路与保护地
加强绝缘：一次电路与二次电路；输入部分与一次电路；充电板输出与内部线路再查看线路，确定线路之间的电压差
下表：爬电距离。
最后，从下表中查出对应的爬电距离，适用于基本绝缘、工作绝缘② 、加强绝缘。
电气间隙的确定
首先需要确定绝缘的种类：
基本绝缘：一次电路与保护地
工作绝缘① ：一次电路内部；二次电路内部
工作绝缘② ：输入部分（输入继电器之前）内部，二次电路与保护地
加强绝缘：一次电路与二次电路；输入部分对一次电路；充电板输出与内部电路再查看线路，确定线路之间的电压差
最后，从下表中查出对应的电气间隙
下表电气间隙（适用于一次电路与二次电路间、一次电路内、输入电路、输入电路与其他电路）。
下表电气间隙（适用于二次电路内）。
设定爬电距离及电气间隙的基本步骤
1 确定电气间隙步骤
- 确定工作电压峰值和有效值；
- 确定设备的供电电压和供电设施类别；
- 根据过电压类别来确定进入设备的瞬态过电压大小；
- 确定设备的污染等级（一般设备为污染等级2）；
- 确定电气间隙跨接的绝缘类型（功能绝缘、基本绝缘、附加绝缘、加强绝缘）。
2 确定爬电距离步骤
- 确定工作电压的有效值或直流值；
- 确定材料组别（根据相比漏电起痕指数，其划分为：Ⅰ组材料，Ⅱ组材料，Ⅲa组材料, Ⅲb 组材料。注：如不知道材料组别，假定材料为Ⅲb 组）；
- 确定污染等级；
- 确定绝缘类型（功能绝缘、基本绝缘、附加绝缘、加强绝缘）。
3 确定电气间隙要求值
根据测量的工作电压及绝缘等级，查表（ 4943：2H 和2J 和2K，60065-2001表：表8 和表9 和表10） 检索所需的电气间隙即可决定距离；作为电气间隙替代的方法，4943 使用附录G 替换，60065-2001 使用附录J 替换。
GB 8898-2001：电器间隙考虑的主要因素是工作电压，查图9 来确定。（对和电压有效值在220-250V 范围内的电网电源导电连接的零部件，这些数值等于354V峰值电压所对应的那些数值：基本绝缘3.0mm ,加强绝缘6.0mm）
4 确定爬电距离要求值
根据工作电压、绝缘等级及材料组别，查表(GB 4943 为表2L，65-2001 中为表11）确定爬电距离数值，如工作电压数值在表两个电压范围之间时，需要使用内差法计算其爬电距离。
GB 8898-2001 其判定数值等于电气间隙，如满足下列三个条件，电气间隙和爬电距离加强绝缘可减少2mm,基本绝缘可减少1mm：
1）这些爬电距离和电气间隙会受外力而减小，但它们不处在外壳的可触及导电零部件与危险带电零部件之间；
2）它们靠刚性结构保持不变；
3）它们的绝缘特性不会因设备内部产生的灰尘而受到严重影响。
*注意：但直接与电网电源连接的不同极性的零部件间的绝缘，爬电距离和电气间隙不允许减小。基本绝缘和附加绝缘即使不满足爬电距离和电气间隙的要求，只要短路该绝缘，设备仍满足标准要求，则是可以接受的（ 8898 中4.3.1 条）。
*GB 4943 中只有功能绝缘的电气间隙和爬电距离可以减小，但必须满足标准5.3.4 规定的高压或短路试验。
5 确定爬电距离和电气间隙注意
- 可动零部件应使其处在最不利的位置；
- 爬电距离值不能小于电气间隙值；
- 承受了机械应力试验。
